對無線服務(wù)不斷增長的需求不僅挑戰(zhàn)了我們有限的頻譜資源，也挑戰(zhàn)了無線電設(shè)計人員選擇正確的無線電架構(gòu)。適當(dāng)?shù)臒o線電架構(gòu)不僅可以提供穩(wěn)定的性能，還可以簡化無線電周圍的電路，從而最大限度地降低成本、功耗和尺寸。在無線電部署不斷增加的時代，適當(dāng)?shù)臒o線電可以容忍當(dāng)前和未來的無線鄰居，否則可能會造成干擾。本文將研究兩種常見的無線電架構(gòu)，并比較每種架構(gòu)如何解決日益增長的共址問題的獨特挑戰(zhàn)的權(quán)衡取舍。

日益嚴(yán)峻的挑戰(zhàn) — 新的無線鄰居

當(dāng)無線革命在大約30年前開始時，只有少數(shù)頻段 - 主要限制在900 MHz以下 - 通常每個國家都有一個頻段。隨著對無線服務(wù)需求的增長，新頻段穩(wěn)步增加，現(xiàn)在有49個頻段1全球僅分配給5G NR，不包括毫米波分配。大多數(shù)較新的頻譜都在2.1 GHz以上，頻段覆蓋500 MHz（n78），775 MHz（n46），900 MHz（n77）和高達1200 MHz（n96）。

隨著這些新頻段的上線，最大的挑戰(zhàn)之一是如何在這些傳統(tǒng)頻段存在阻塞信號的情況下確保足夠的接收器性能。這主要來自部署它們的共址要求，在美國有頻段 2、4 和 7，在其他地區(qū)有對應(yīng)的頻段 1 和 3。這對于 n48 （CBRS） 和 n77 或 n78 的任何部分的寬帶無線電服務(wù)應(yīng)用尤其重要。

無線需求在未來將繼續(xù)增長，而托管和干擾的挑戰(zhàn)始終存在。

無線電設(shè)計以及射頻保護和選擇性

接收器設(shè)計面臨的主要挑戰(zhàn)之一是保護不感興趣的信號。從一開始，無線電工程師就一直在尋求不同的方法來實現(xiàn)這一目標(biāo)，最初是蠻力過濾，后來是各種具有分布式濾波的外差技術(shù)。多年來，已經(jīng)開發(fā)了三種關(guān)鍵架構(gòu)來解決這些挑戰(zhàn)：直接轉(zhuǎn)換（零中頻）、超外差（IF）和直接RF采樣。雖然IF采樣很受歡迎，但它不會成為本文的重點。相反，重點將放在比較RF采樣和零中頻上，因為它們是目前無線領(lǐng)域最先進的實現(xiàn)方式。每種技術(shù)都引入了不同的工程權(quán)衡和對周圍電路及其要求的不同影響。這包括頻率轉(zhuǎn)換方法、RF和基帶增益量、如何處理RF圖像以及如何以及在何處實現(xiàn)濾波。這些權(quán)衡的詳細信息如表2所示。

增益分配和功耗

RF采樣和零中頻在增益分布方面存在關(guān)鍵差異。如圖2所示，RF采樣具有RF域中的所有增益，因為在處理信號時，無線電中的所有頻率都保持不變。為了進行比較，圖1顯示了一個零中頻架構(gòu)。對于這種架構(gòu)，部分增益在RF頻率處，但平衡在頻率轉(zhuǎn)換后的基帶上。

圖1.典型的零中頻信號鏈。

圖2.典型的RF采樣信號鏈。

這兩種體系結(jié)構(gòu)都需要權(quán)衡取舍。從增益角度來看，由于需要更高的壓擺率，較高頻率下的增益比較低頻率需要更多的DC，特別是當(dāng)信號鏈中的信號逐漸變大時。這意味著RF采樣架構(gòu)在線性RF部分的功耗高于零中頻部分，零中頻的很大一部分增益位于直流。在較低頻率下，壓擺率較低，因此靜止電流可以相應(yīng)減少。

RF采樣的挑戰(zhàn)在于要求在高頻和相對較高的電壓（~1 V）下驅(qū)動一個電容性輸入（采樣電容）。相比之下，零中頻輸入是進入基帶放大器求和節(jié)點的50 Ω（或100 Ω），該節(jié)點提供增益，消除采樣節(jié)點并將其與RF信號隔離，并降低提供的增益所需的RF驅(qū)動。這對線性RF部分的功耗有深遠的影響，因為它消除了第三個RF增益級和基帶與RF放大所需的較低駐電流，從而將總RF耗散降低了25%至50%，有利于零中頻架構(gòu)。

除了線性功率之外，還有與數(shù)字化儀相關(guān)的功率。使用零中頻轉(zhuǎn)換器時，僅將所需的帶寬數(shù)字化。通過RF采樣，不僅寬RF帶寬被數(shù)字化，而且采樣率遠遠超過奈奎斯特要求。帶寬和采樣率在功耗方面都很昂貴。確切的功率取決于工藝，但在同一工藝上實現(xiàn)時，對于典型的單頻段應(yīng)用，RF轉(zhuǎn)換器的功耗比基帶轉(zhuǎn)換器高出約125%。即使兩個頻段可能被RF轉(zhuǎn)換器數(shù)字化，功耗損失仍然超過40%。

圖像和雜散信號

這些選項中也有次要的權(quán)衡。例如，零中頻引入LO泄漏和I/Q失配鏡像項，2而RF采樣引入交錯雜散3由于轉(zhuǎn)換器架構(gòu)內(nèi)的不匹配，以及轉(zhuǎn)換器中的RF諧波和與采樣相關(guān)的抖動項。4好消息是，無論架構(gòu)如何，大多數(shù)圖像和雜散信號都可以通過各種背景算法得到緩解。

這兩種架構(gòu)的頻率規(guī)劃截然不同，會影響混疊的處理方式以及必須應(yīng)用的RF（外部）濾波量。除了架構(gòu)雜散信號外，所有無線電都會產(chǎn)生RF諧波并受到混疊的影響。5RF采樣無線電利用混疊對所需信號進行下變頻，如果該信號自然超出第一奈奎斯特區(qū)。然而，不需要的信號的響應(yīng)通常是問題所在，因為它們在混疊后可能會無意中落在所需信號的頂部。這些信號必須通過仔細的頻率規(guī)劃、積極的RF濾波或足夠高的采樣率（沒有混疊）來緩解。這些中的每一個都伴隨著具有挑戰(zhàn)性的權(quán)衡。

零中頻架構(gòu)將信號轉(zhuǎn)換為基帶（接近直流）。雖然肯定會產(chǎn)生RF諧波，但它們在所有情況下都遠離基帶混頻，并通過以下段落中提到的典型零中頻輸入結(jié)構(gòu)的低通響應(yīng)進行充分濾波。同樣，所用基帶采樣器的相對較高的采樣速率和自相同的輸入結(jié)構(gòu)也緩解了混疊。

零中頻濾波器要求

零中頻架構(gòu)的一個容易被忽視的特性是，基帶輸入放大器通常被構(gòu)造為有源低通濾波器，作為集成模擬濾波器工作，這大大降低了模擬濾波器的負擔(dān)。結(jié)合片內(nèi)抽取濾波，它還可以用作可編程通道濾波器，以消除比奈奎斯特更近的信號。此外，零中頻接收器內(nèi)的采樣器件通常包括提供額外帶外抑制的反饋。實際上，這意味著無線電的帶外區(qū)域比帶內(nèi)區(qū)域具有更大的滿量程范圍。如以前的著作所示6圖3簡化了零中頻無線電本身對帶外信號具有良好的容限。在圖3中，縱軸表示相對于帶內(nèi)導(dǎo)致3 dB降敏的輸入功率電平，表明帶內(nèi)信號對其他架構(gòu)中沒有的帶外信號具有內(nèi)置容差。

圖3.片內(nèi)零中頻濾波影響的示例。

由于這種內(nèi)置濾波，主要關(guān)注點是保護RF前端，即LNA。典型的配置包括用于FDD的第一級和第二級LNA和一些TDD之間的SAW濾波器。一些TDD應(yīng)用在第二級之后會有SAW濾波器，但在大輸入條件下可以旁路第二級，如圖1所示。通常，SAW濾波器將提供約25 dB的帶外抑制，這里假設(shè)了這一點。除了SAW濾波器外，LNA的天線側(cè)還需要一個腔體濾波器，該濾波器與發(fā)射器共享。

典型的LNA的輸入1 dB壓縮點可能為–12 dBm。如果帶外或共置要求為16 dBm，則必須將這些信號濾波至比LNA輸入1 dB壓縮點低約10 dB（或更高）。這是最小 38 dB 抑制（+16 – –12 + 10）。包括SAW濾波器在內(nèi)，這是零中頻輸入端呈現(xiàn)的63 dB總帶外抑制。假設(shè)RF增益沒有滾降，包括核心無線電輸入的總濾波器抑制，則最大帶外信號電平將為–20 dBm。這遠低于典型的滿量程，并且會因前面解釋的片內(nèi)濾波而進一步衰減。與圖3相比，該輸入電平預(yù)計不會產(chǎn)生雜散信號或降敏。

射頻采樣濾波器要求

使用RF轉(zhuǎn)換器時，有兩個問題需要直接注意濾波。首先，無論輸入電平如何，任何信號都可能產(chǎn)生不需要的雜散信號，這些雜散信號可能占用與所需信號相同的頻率。交錯相關(guān)的雜散由算法處理，但架構(gòu)雜散是另一個問題，因為它們可能是不可預(yù)測的。對于許多較舊的RF轉(zhuǎn)換器來說，這對無線電性能是一個持續(xù)的挑戰(zhàn)。幸運的是，許多新的轉(zhuǎn)換器都包含背景抖動7以一種或另一種形式來緩解這些問題，并提供相對干凈的 SFDR 掃描，如圖 4 所示。

圖4.具有抖動的轉(zhuǎn)換器的示例。

在此SFDR與輸入電平的關(guān)系圖中值得注意的是，前15 dB由于轉(zhuǎn)換器的壓擺率限制而出現(xiàn)下降，這通常會產(chǎn)生必須減弱的強二次和三次諧波。一旦RF輸入低于此電平，諧波和架構(gòu)雜散通常不再是問題（請咨詢轉(zhuǎn)換器性能以進行驗證）。滿量程為1 dBm時，當(dāng)帶外信號抑制到轉(zhuǎn)換器中低于–14 dBm時，雜散信號將顯著減少。如表2所示，轉(zhuǎn)換增益為50 dB時，相當(dāng)于天線處的–64 dBm。如果輸入可能為16 dBm，則對于非混疊情況，RF濾波需要為80 dB或更高。假設(shè)SAW濾波器提供25 dB，則腔體濾波器剩下55 dB，以充分保護RF ADC免受帶外信號引起的非線性，并保護第一級LNA的輸入不被帶外信號驅(qū)動為非線性。此示例表示一個行為良好的轉(zhuǎn)換器，但應(yīng)仔細檢查所選轉(zhuǎn)換器的SFDR與輸入電平的關(guān)系，以確定是否需要更多濾波。

對于基于當(dāng)前商用芯片的RF轉(zhuǎn)換器架構(gòu)，還有一個額外的問題，那就是混疊保護。當(dāng)前的RF轉(zhuǎn)換器基于工作在3 GSPS和6 GSPS之間的內(nèi)核。在如此低的速率下，如果不使用主動過濾來減輕混疊的影響，就不可能避免混疊項。只有在采樣率達到兩位數(shù)GHz后，這個問題才會緩解。

考慮混疊對濾波器要求的影響的一種簡化方法是考慮保護單個資源元素免受混疊16 dBm共置要求的影響。目標(biāo)是將侵略者抑制到如果它別名為所需的 RB 的程度，則會對其進行充分過濾，從而不會發(fā)生中斷?；?G-FR1-A1-4 信號的廣域參考通道在大約 0 dB SNR 下，每 RB 的信號電平為 –118.6 dBm。因此，必須將違規(guī)者濾波到低 10 dB 至 15 dB，或大約 –130 dBm，以防止中斷。因此，需要腔體濾波器的總抑制約150 dB，或約125 dB的腔體濾波器，其中一個SAW濾波器提供濾波平衡。

篩選器摘要

圖5顯示了RF采樣和零中頻的腔體濾波器要求。由于RF采樣架構(gòu)有兩個獨立的要求，最嚴(yán)格的要求將占主導(dǎo)地位，可實現(xiàn)的濾波器只需滿足最嚴(yán)格的或125 dB的抑制即可覆蓋整個頻段。雖然這種過濾很容易獲得，但它是以笨重的過濾器為代價的。與只需要40 dB抑制的零中頻架構(gòu)相比，由于使用4腔濾波器可以實現(xiàn)這種性能，因此可以顯著節(jié)省重量和尺寸。

圖5.腔體過濾器要求。

結(jié)論

總之，零中頻和RF采樣架構(gòu)均提供出色的功能。但是，如果目標(biāo)是優(yōu)化成本、重量和尺寸，則零中頻架構(gòu)在多個帳戶中獲勝。從功耗的角度來看，零中頻架構(gòu)集成了大量模擬增益，可節(jié)省大量功耗。同樣，在考慮濾波的影響時，零中頻有可能顯著降低濾波器要求。雖然過濾器的成本差異可能很小，但根據(jù)所需的腔數(shù)，這些過濾器的尺寸和重量減輕應(yīng)超過50%。

審核編輯：郭婷