本應用筆記介紹了使用飛兆半導體電源開關（FPS）的離線反激式轉換器的分步設計程序和指南。使用包含本文中使用的所有方程式的FPSdesign輔助軟件，可以使設計過程更加高效。通過構建和測試的轉換器原型驗證了設計過程的有效性。

介紹

圖1顯示了使用FPS的基本離線反激轉換器的原理圖，該轉換器還用作本文描述的設計過程的參考電路。由于MOSFET和PWM控制器以及各種附加電路都集成在一個封裝中，因此SMPS的設計比分立MOSFET和PWM控制器解決方案容易得多。本文提供了基于FPS的離線反激式轉換器的分步設計過程，其中包括設計變壓器和輸出濾波器，選擇組件并閉合反饋環(huán)路。本文描述的設計過程足夠通用，可以應用于各種應用。本文介紹的設計過程也可通過軟件設計工具（FPS設計助手）實現(xiàn)，以使工程師能夠在短時間內完成SMPS設計。在附錄中，提供了使用軟件工具的分步設計示例。設計實例中的實驗反激轉換器已經構建并經過測試，以證明設計過程的有效性。

使用FPS的基本離線反激轉換器

分步設計程序

在本節(jié)中，將使用圖1的示意圖作為參考來介紹設計過程。通常，大多數(shù)FPS器件從引腳1到引腳4具有相同的引腳配置，如圖1所示。詳細的設計過程如下：

1.步驟1：定義系統(tǒng)規(guī)格。

線電壓范圍（Vline（最小值）和Vline（最大值））。

線路頻率（fL）。

最大輸出功率（Po）。

估計效率（Eff）：需要估計功率轉換效率以計算最大輸入功率。如果沒有參考數(shù)據(jù)，則對于低壓輸出應用，將Eff = 0.7?0.75設置；對于高壓輸出應用，將Eff = 0.8?0.85設置

2.步驟2：確定直流母線電容器（CDC）和直流母線電壓范圍。

對于通用輸入范圍（85-265 Vrms），通常將直流鏈路電容器選擇為每瓦輸入功率2-3uF，對于歐洲輸入范圍（195 V-265 Vrms），選擇每瓦輸入功率1 uF。

直流母線電壓波形。

3.步驟3：確定最大占空比（Dmax）。
反激轉換器具有兩種工作模式：連續(xù)傳導模式（CCM）和不連續(xù)傳導模式（DCM）。CCM和DCM分別具有各自的優(yōu)點和缺點。通常，DCM為整流二極管提供了更好的開關條件，因為這些二極管正好在變?yōu)榉聪蚱弥熬鸵粤?a href="http://www.qiaming.cn/tags/電流/" target="_blank">電流工作。使用DCM可以減小變壓器的尺寸，因為與CCM相比，其平均能量存儲量較低。但是，DCM會固有地導致高RMS電流，這會增加MOSFET的傳導損耗和輸出電容器上的電流應力。因此，通常建議將DCM用于高壓和小電流輸出應用。同時，CCM是低壓和大電流輸出應用的首選。

DCM反激式轉換器的電流波形。

對于CCM反激式轉換器，設計過程很簡單，因為輸入至輸出電壓增益僅取決于占空比。同時，DCM反激式轉換器的輸入至輸出電壓增益不僅取決于占空比，還取決于負載條件，這使電路設計有些復雜。但是，通常公認的是，DCM反激式轉換器設計為以最小輸入電壓和最大負載在DCM和CCM的邊界工作，如圖3所示。這使MOSFET的導通損耗最小。因此，在這種情況下，我們可以使用與CCM反激式轉換器相同的電壓增益公式，以最大的負載和最小的輸入電壓

輸出電壓反射到初級。

4.步驟4：確定變壓器的初級側電感（Lm）。

隨著負載條件和輸入電壓的變化，操作會在CCM和DCM之間變化。對于這兩種工作模式，設計變壓器一次側電感（Lm）的最壞情況是滿負載和最小輸入電壓條件。

5.步驟5：考慮輸入功率和峰值漏極電流，選擇適當?shù)腇PS。

利用由此產生的MOSFET的最大峰值漏極電流（Ids（peak）），選擇適當?shù)腇PS，其逐脈沖電流限制水平I（over）高于Ids（peak）。由于FPS的I（over）公差為±12％，因此在選擇合適的FPS器件時應留有余地。軟件設計工具中還包括具有合適額定功率的FPS系列

6.步驟6：確定正確的磁芯和最小的初級匝數(shù)。

實際上，由于變量太多，最初選擇核必定是粗略的。選擇合適的磁芯的一種方法是參考制造商的磁芯選擇指南。如果沒有適當?shù)膮⒖?，請使用?作為起點。表1中推薦的內核典型用于通用輸入范圍，67 kHz開關頻率和單輸出應用。當輸入電壓范圍為195-265 Vac或開關頻率高于67kHz時，可以使用較小的磁芯。對于具有多個輸出的應用，通常應使用比表中建議的更大的內核。

編輯：hfy