本文介紹了設(shè)計數(shù)字無線電接收機的基礎(chǔ)知識。隨著數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器和無線電技術(shù)的許多新進展，復(fù)雜的接收器設(shè)計已大大簡化。本文試圖解釋如何計算這種接收器的靈敏度和選擇性。它絕不是詳盡的闡述，而是此類設(shè)計中涉及的許多技術(shù)和計算的入門。

無線電設(shè)計和架構(gòu)的許多進步現(xiàn)在允許無線電設(shè)計領(lǐng)域的快速變化。這些變化允許通過使用數(shù)字元件來取代不可靠和不準確的模擬元件來減小尺寸、成本和復(fù)雜性并改善制造。為此，半導(dǎo)體設(shè)計和制造需要取得許多進展，并在過去幾年中取得了成果。其中一些進步包括更好的集成混頻器、LNA、改進的SAW濾波器、低成本高性能ADC以及可編程數(shù)字調(diào)諧器和濾波器。本文總結(jié)了這些器件的設(shè)計問題以及這些器件與完整無線電系統(tǒng)的接口。

什么是收音機？

傳統(tǒng)上，無線電被認為是連接到天線及其后面一切的“盒子”，但是，許多系統(tǒng)設(shè)計被劃分為兩個獨立的子系統(tǒng)。無線電和數(shù)字處理器。通過這種分割，無線電的目的是向下轉(zhuǎn)換和過濾所需的信號，然后將信息數(shù)字化。同樣，數(shù)字處理器的目的是獲取數(shù)字化數(shù)據(jù)并提取所需的信息。

需要了解的重要一點是，數(shù)字接收器與數(shù)字無線電（調(diào)制）不是一回事。事實上，數(shù)字接收器在接收任何模擬信號（如AM或FM）方面都非常出色。 數(shù)字接收器可用于接收任何類型的調(diào)制，包括任何模擬或數(shù)字調(diào)制標準。此外，由于數(shù)字處理器的核心是數(shù)字信號處理器（DSP），這允許通過軟件控制整個無線電接收器本身的許多方面。因此，這些DSP可以根據(jù)客戶細分通過升級或新功能重新編程，所有這些都使用相同的硬件。但是，這本身就是一個完整的討論，而不是本文的重點。

本文的重點是無線電以及如何預(yù)測/設(shè)計性能。將討論以下主題：

可用噪聲功率

級聯(lián)噪聲系數(shù)

噪聲系數(shù)和模數(shù)轉(zhuǎn)換器

轉(zhuǎn)換增益和靈敏度

ADC雜散信號和抖動

三階截點

模數(shù)轉(zhuǎn)換器時鐘抖動

相位噪聲

射頻部分的 IP3

單載波與多載波

正在討論兩種基本類型的無線電。第一個稱為單載波接收器，第二個稱為多載波接收器 它們的名字暗示了顯而易見的，但它們的功能可能并不完全清楚。單載波接收器是一種傳統(tǒng)的無線電接收器，在IF級的模擬濾波器中產(chǎn)生選擇性。多載波接收器使用單個RF/IF模擬條處理頻帶內(nèi)的所有信號，并在模數(shù)轉(zhuǎn)換器之后的數(shù)字濾波器內(nèi)獲得選擇性。這種接收器的好處是，在具有多個接收器調(diào)諧到同一頻段內(nèi)不同頻率的應(yīng)用中，可以實現(xiàn)更小的系統(tǒng)設(shè)計，并且由于消除了冗余電路而降低了成本。典型的應(yīng)用是蜂窩/無線本地環(huán)路基站。另一個應(yīng)用可能是監(jiān)視接收器，通常使用掃描儀來監(jiān)視多個頻率。此應(yīng)用程序允許同時監(jiān)控多個頻率，而無需順序掃描。

典型的單載波接收器

典型的多載波接收器

實現(xiàn)數(shù)字無線電接收器的優(yōu)勢

在詳細討論設(shè)計數(shù)字無線電接收器之前，需要討論一些技術(shù)優(yōu)勢。其中包括過采樣、處理增益、欠采樣、頻率規(guī)劃/雜散放置。其中許多提供了傳統(tǒng)無線電接收器設(shè)計無法實現(xiàn)的技術(shù)優(yōu)勢。

過采樣和過程增益

奈奎斯特準則緊湊地確定了任何給定信號所需的采樣速率。很多時候，奈奎斯特速率被引用為采樣速率，是最高頻率分量的兩倍。這意味著對于70 MHz的中頻采樣應(yīng)用，將需要140 MSPS的采樣速率。如果我們的信號在5 MHz左右僅占用70 MHz，那么以140 MSPS采樣幾乎是浪費的。相反，奈奎斯特要求對信號進行兩倍于信號帶寬的采樣。因此，如果我們的信號帶寬為5 MHz，則以10 MHz采樣就足夠了。除此之外的任何內(nèi)容都稱為過度采樣。過采樣是一項非常重要的功能，因為它允許在數(shù)字域中有效增益接收的SNR。

與過度采樣相反的是欠采樣的行為。欠采樣是以遠低于實際信號頻率一半的頻率進行采樣的行為（請參閱下面關(guān)于欠采樣的部分）。因此，可以同時進行過采樣和欠采樣，因為一個是根據(jù)帶寬定義的，另一個是根據(jù)感興趣的頻率定義的。

在任何數(shù)字化過程中，信號采樣速度越快，本底噪聲就越低，因為噪聲會分散到更多的頻率上。總集成噪聲保持不變，但現(xiàn)在分布在更多頻率上，如果ADC后面有一個數(shù)字濾波器，則具有優(yōu)勢。本底噪聲遵循以下公式：

該公式表示轉(zhuǎn)換器內(nèi)的量化噪聲電平，并顯示噪聲與采樣速率FS之間的關(guān)系。因此，采樣率每加倍，有效本底噪聲就會提高3 dB！

數(shù)字濾波具有去除所有不需要的噪聲和雜散信號的作用，只留下所需的信號，如下圖所示。

數(shù)字濾波前的典型ADC頻譜

數(shù)字濾波后的典型ADC頻譜

如上圖所示，ADC的SNR可能會得到極大改善。事實上，SNR可以通過使用以下公式來改善：

如圖所示，采樣速率和信號帶寬之比越大，過程增益就越高。事實上，可以實現(xiàn)高達30 dB的增益。

欠采樣和頻率轉(zhuǎn)換

如前所述，欠采樣是以遠低于實際信號頻率一半的頻率進行采樣的行為。例如，以70 MSPS采樣的13 MHz信號就是欠采樣的一個例子。

采樣不足很重要，因為它可以提供與混合非常相似的功能。當(dāng)信號采樣不足時，頻率混疊到基帶或第一奈奎斯特區(qū)，就好像它們最初在基帶中一樣。例如，我們上面的70 MHz信號在以13 MSPS采樣時將以5 MHz顯示。這在數(shù)學(xué)上可以用以下方式描述：

該方程給出了第一和第二奈奎斯特區(qū)的頻率。由于ADC將所有信息混為第一個奈奎斯特區(qū)，因此必須檢查該方程生成的結(jié)果，以查看它們是否高于f采樣率/2 .如果是，則必須通過從f中減去結(jié)果來將頻率折回第一個奈奎斯特區(qū)采樣率.

下表顯示了如何將信號混疊為基帶及其頻譜方向。雖然采樣（混疊）的過程與混合（乘法）不同，但結(jié)果非常相似，但采樣率是周期性的。另一個現(xiàn)象是光譜反轉(zhuǎn)。與混頻器一樣，某些產(chǎn)品在采樣過程中會發(fā)生反轉(zhuǎn)，例如上下邊帶反轉(zhuǎn)。下表還顯示了哪些情況會導(dǎo)致光譜反轉(zhuǎn)。

頻率規(guī)劃和雜散放置

設(shè)計無線電架構(gòu)時面臨的最大挑戰(zhàn)之一是中頻頻率布局。使這個問題更加復(fù)雜的是，驅(qū)動放大器和ADC往往會產(chǎn)生不需要的諧波，這些諧波出現(xiàn)在數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換的數(shù)字頻譜中，表現(xiàn)為錯誤信號。無論應(yīng)用是否為寬帶，仔細選擇采樣速率和IF頻率都可以將這些雜散放置在與數(shù)字調(diào)諧器/濾波器（如AD6620）一起使用時使其無害的位置，該數(shù)字調(diào)諧器/濾波器可以選擇目標信號并抑制所有其他信號。所有這些都很好，因為通過仔細選擇輸入頻率范圍和采樣速率，驅(qū)動放大器和ADC諧波實際上可以放置在帶外。過采樣只能通過提供更多頻譜來簡化問題，使諧波無害地落入其中。

例如，如果確定二次和三次諧波特別高，則通過仔細選擇模擬信號相對于采樣速率的落點，可以將這些二次和三次諧波置于帶外。對于編碼速率等于40.96 MSPS，信號帶寬為5.12 MHz的情況，將IF置于5.12和10.24 MHz之間會使二次和三次諧波脫離帶外，如下表所示。雖然這個例子非常簡單，但它可以定制以適應(yīng)許多不同的應(yīng)用。

可以看出，二次和三次諧波遠離目標頻段，不會對基波分量造成干擾。應(yīng)該注意的是，秒和三確實彼此重疊，并且三分別名圍繞 FS/2。在表格中，如下所示。

頻率規(guī)劃的另一個例子可以在欠采樣中找到。如果模擬輸入信號范圍為直流至FS/2，則放大器和濾波器組合必須按照所需的規(guī)格執(zhí)行。但是，如果信號放置在第三奈奎斯特區(qū)（FS至3FS/2），則不再需要放大器滿足系統(tǒng)規(guī)格要求的諧波性能，因為所有諧波都將落在通帶濾波器之外。例如，通帶濾波器的范圍從FS到3FS/2。二次諧波的范圍從2FS到3FS，遠遠超出通帶濾波器的范圍。然后，如果ADC在目標頻率下滿足基本規(guī)格，則負擔(dān)將轉(zhuǎn)嫁給濾波器設(shè)計。在許多應(yīng)用中，這是一個值得的權(quán)衡，因為許多復(fù)雜的濾波器可以在這些相對較高的IF頻率下使用SAW和LCR技術(shù)輕松實現(xiàn)。雖然這種技術(shù)可以放松驅(qū)動放大器的諧波性能，但不能犧牲交調(diào)性能。

使用這種技術(shù)使諧波落在奈奎斯特目標區(qū)域之外，可以很容易地對其進行濾波，如上所示。但是，如果ADC仍然產(chǎn)生自己的諧波，則可以使用前面討論的技術(shù)來仔細選擇采樣速率和模擬頻率，以便諧波落入帶寬的未使用部分并進行數(shù)字濾波。

接收器性能預(yù)期

考慮到這些想法，如何確定收音機的性能以及可以進行哪些權(quán)衡。傳統(tǒng)無線電設(shè)計中的許多技術(shù)都可以使用，如下所示。在下面的討論中，多通道和單通道無線電之間存在一些差異。這些將被指出。請記住，此討論尚未完成，許多領(lǐng)域未觸及。有關(guān)此主題的其他閱讀，請參閱本文末尾的參考資料之一。此外，本討論僅涵蓋交付給 DSP 的數(shù)據(jù)。許多接收器使用專有方案，通過額外的噪聲抑制和外差消除來進一步提高性能。

對于下面的討論，通用接收器設(shè)計如上所示。本討論從天線開始，最后以數(shù)字調(diào)諧器/濾波器結(jié)束。超出這一點的是數(shù)字處理器，它超出了本討論的范圍。

分析從幾個假設(shè)開始。首先，假設(shè)接收器是噪聲限制的。也就是說，帶內(nèi)不存在會限制性能的雜散?？梢院侠淼丶僭O(shè)可以做出LO和IF選擇，以便這是真的。此外，稍后將證明，ADC內(nèi)部產(chǎn)生的雜散通常不是問題，因為它們通?？梢酝ㄟ^應(yīng)用抖動或通過明智地使用過采樣和信號放置來消除。在某些情況下，這些可能不是現(xiàn)實的假設(shè)，但它們確實提供了一個起點，可以對性能限制進行基準標記。

第二個假設(shè)是接收器前端的帶寬是我們的奈奎斯特帶寬。雖然我們實際分配的帶寬可能只有5 MHz，但使用奈奎斯特帶寬將簡化計算過程。因此，65 MSPS的采樣速率將提供32.5 MHz的奈奎斯特帶寬。

可用噪聲功率

要開始分析，必須考慮天線端口的噪聲。由于正確匹配的天線顯然是電阻性的，因此可以使用以下公式來確定匹配輸入端子上的噪聲電壓。

來自電源的可用功率，在這種情況下，天線是：

當(dāng)將前面的等式替換為以下公式時，這簡化了：

因此，實際上，在這種情況下，來自源的可用噪聲功率與非零和有限電阻值的阻抗無關(guān)。

這很重要，因為這是我們的接收器將與之進行比較的參考點。在處理階段的噪聲系數(shù)時，通常會說它表現(xiàn)出比“kT”噪聲高出“x”dB。這是此表達式的來源。

對于通過接收器的每個逐級，該噪聲會因級的噪聲系數(shù)而降低，如下所述。最后，當(dāng)對通道進行調(diào)諧和濾波時，大部分噪聲被去除，只留下目標通道內(nèi)的噪聲。

級聯(lián)噪聲系數(shù)

噪聲系數(shù)是一個品質(zhì)因數(shù)，用于描述無線電接收鏈中信號增加了多少噪聲。通常，它以dB為單位指定，盡管在計算噪聲系數(shù)時，使用數(shù)值比率（非對數(shù)）。非對數(shù)稱為噪聲因子，通常表示為F，其定義如下所示。

一旦將噪聲系數(shù)分配給收音機中的每個階段，它們就可以用來確定它們的級聯(lián)性能。以輸入端口為基準的總噪聲因數(shù)可按如下方式計算。

上面的F是每個串聯(lián)級的噪聲因子，而G是級的增益。此時，噪聲因子或增益均不是對數(shù)形式。應(yīng)用此公式時，這會將所有分量噪聲反射到天線端口。因此，上一節(jié)的可用噪聲可以直接使用噪聲系數(shù)來降低。

例如，如果可用噪聲為-100 dBm，計算噪聲系數(shù)為10 dB，轉(zhuǎn)換增益為20 dB，則輸出端的總等效噪聲為-70 dBm。

應(yīng)用這些方程時需要考慮幾點。首先，無源元件假設(shè)噪聲系數(shù)等于其損耗。其次，在應(yīng)用方程之前，可以對串聯(lián)的無源分量求和。例如，如果兩個低通濾波器串聯(lián)，每個濾波器的插入損耗為3 dB，則可以將它們組合在一起，并假定單個元件的損耗為6 dB。最后，混音器通常沒有制造商分配給它們的噪聲系數(shù)。如果未指定，則可以使用插入損耗，但是，如果器件提供了噪聲系數(shù)，則應(yīng)使用噪聲系數(shù)。

噪聲系數(shù)和模數(shù)轉(zhuǎn)換器

雖然可以為ADC分配噪聲系數(shù)，但以不同的方式工作ADC通常更容易。ADC是電壓器件，而噪聲系數(shù)實際上是一個噪聲功率問題。因此，通常更容易將模擬部分與ADC的噪聲系數(shù)相處，然后轉(zhuǎn)換為ADC的電壓。然后將ADC的噪聲轉(zhuǎn)換為輸入?yún)⒖茧妷骸Ｈ缓?，可以將來自模擬和ADC的噪聲相加到ADC輸入端，以求出總有效噪聲。

對于此應(yīng)用，我們選擇了AD9042或AD6640等12位模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC。這些產(chǎn)品可以采樣高達65 MSPS，該速率適用于整個頻段AMPS數(shù)字化，并能夠?qū)崿F(xiàn)GSM 5倍參考時鐘速率。這對于AMPS，GSM和CDMA應(yīng)用來說綽綽有余。根據(jù)數(shù)據(jù)表，典型SNR為68dB。因此，下一步是計算ADC噪聲引起的接收器內(nèi)噪聲衰減。同樣，最簡單的方法是將SNR和接收器噪聲轉(zhuǎn)換為均方根伏特，然后將它們相加為總均方根噪聲。如果 ADC 具有 2 V 峰峰值輸入范圍：

該電壓表示ADC內(nèi)的所有噪聲、熱噪聲和量化噪聲。ADC 的滿量程范圍為 .707 V 均方根。

計算ADC等效輸入噪聲后，下一個計算是接收器本身產(chǎn)生的噪聲。由于我們假設(shè)接收器帶寬是奈奎斯特帶寬，因此65 MSPS的采樣速率產(chǎn)生32.5 MHz的帶寬。根據(jù)可用的噪聲功率公式，模擬前端的噪聲功率為134.55E15瓦或-98.7 dBm。這是天線上存在的噪聲，必須通過轉(zhuǎn)換增益來獲得，并通過噪聲系數(shù)來降低。如果轉(zhuǎn)換增益為25 dB，噪聲系數(shù)為5 dB，則呈現(xiàn)給ADC輸入網(wǎng)絡(luò)的噪聲為：

轉(zhuǎn)換為 50 歐姆（134.9e-12 瓦）。由于ADC的輸入阻抗約為1000歐姆，因此我們必須將標準的50歐姆IF阻抗與此相匹配，或者將ADC阻抗壓低。一個合理的折衷方案是用一個并聯(lián)電阻將范圍墊低至200歐姆，然后使用1：4變壓器來匹配其余部分。變壓器還用于將非平衡輸入轉(zhuǎn)換為ADC所需的平衡信號，并提供一些電壓增益。由于阻抗階躍為1：4，因此在此過程中的電壓增益也為2。

根據(jù)這個等式，我們的電壓平方為 50 歐姆是 6.745e-9 或等于 200 歐姆，26.98e-9。

現(xiàn)在我們知道了來自ADC和RF前端的噪聲，系統(tǒng)中的總噪聲可以通過平方和的平方根來計算。因此，總電壓為325.9 uV。這是ADC中由于接收器噪聲和ADC噪聲（包括量化噪聲）而存在的總噪聲。

轉(zhuǎn)換增益和靈敏度

該噪聲電壓對ADC的整體性能有何影響？假設(shè)接收器帶寬中僅存在一個RF信號。信噪比為：

由于這是一個過采樣應(yīng)用，實際信號帶寬遠小于采樣速率，因此一旦經(jīng)過數(shù)字濾波，噪聲將大大降低。由于前端帶寬與我們的ADC帶寬相同，因此ADC噪聲和RF/IF噪聲將以相同的速率改善。由于許多通信標準支持窄信道帶寬，因此我們假設(shè)信道為30 kHz。因此，我們從過程增益中獲得33.4 dB。因此，我們原來的66.7 dB信噪比現(xiàn)在是100.1 dB。請記住，SNR增加是因為濾除過多的噪聲，這是過程增益的來源。

圖 13 八個相等功率載波

如果這是多載波無線電，則必須與其他RF載波共享ADC動態(tài)范圍。例如，如果有八個功率相等的載波，如果考慮峰峰值信號，則每個信號不應(yīng)大于總范圍的 1/8。但是，由于信號在接收器中通常彼此不同相（因為遙控器未鎖相），因此信號很少會對齊。因此，所需的分貝遠低于所需的 18 dB。由于實際上，任何時候都不會超過2個信號對齊，并且由于它們是調(diào)制信號，因此僅保留3 dB用于裕量。如果信號確實對齊并導(dǎo)致轉(zhuǎn)換器削波，則在過驅(qū)條件清除之前，它只會發(fā)生一小部分秒。對于單載波無線電，則不需要動態(tài)余量。

根據(jù)調(diào)制方案的不同，需要最小C/N才能充分解調(diào)。如果方案是數(shù)字方案，則必須考慮誤碼率（BER），如下所示。假設(shè)要求最小C/N為10 dB，我們的輸入信號電平不能太小，以至于剩余SNR小于10 dB。因此，我們的信號電平可能會從目前的電平下降90.1 dB。由于ADC的滿量程范圍為+4 dBm（200歐姆），因此ADC輸入端的信號電平為–86.1 dBm。如果RF/IF路徑中的增益為25 dB，則天線上的接收器靈敏度將為–86.1減去25 dB或–111.1 dBm。如果需要更高的靈敏度，則可以在RF/IF級中運行更大的增益。然而，噪聲系數(shù)與增益無關(guān)，增益的增加也可能對額外增益級的噪聲性能產(chǎn)生不利影響。

圖 14 誤碼率與 SNR 的關(guān)系

ADC雜散信號和抖動

噪聲受限示例不能充分說明接收器的真正限制。SFDR等其他限制比SNR和噪聲更具限制性。假設(shè)模數(shù)轉(zhuǎn)換器的SFDR規(guī)格為-80 dBFS或-76 dBm（滿量程= +4dBm）。還假設(shè)可容忍載波與干擾源的C/I（不同于C / N）比為18 dB。這意味著最小信號電平為 -62 dBFS（-80 加 18）或 -58 dBm。在天線上，這是 -83 dBm。因此，可以看出，SFDR（單音或多音）會在達到實際噪聲限制之前很久就限制接收器的性能。

但是，一種稱為抖動的技術(shù)可以極大地改善SFDR。如ADI公司應(yīng)用筆記AN410所示，增加帶外噪聲可以很好地改善SFDR到本底噪聲。雖然抖動量因轉(zhuǎn)換器而異，但該技術(shù)適用于所有ADC，只要靜態(tài)DNL是性能限制，而不是壓擺率等交流問題。在應(yīng)用筆記中記錄的AD9042中，增加的噪聲量僅為-32.5 dBm或21個代碼均方根。如下圖所示，抖動之前和之后的繪圖提供了對改進潛力的洞察。簡單來說，抖動的工作原理是獲取ADC內(nèi)產(chǎn)生的相干雜散信號并將其隨機化。由于雜散的能量必須守恒，抖動只會使它們在轉(zhuǎn)換器的地板上顯示為額外的噪聲。這可以在抖動之前和之后的圖中觀察到，轉(zhuǎn)換器的平均本底噪聲略有增加。因此，通過使用帶外抖動做出的權(quán)衡是，實際上可以消除所有內(nèi)部產(chǎn)生的雜散信號，但是，轉(zhuǎn)換器的整體SNR略有下降，與噪聲限制示例相比，實際上靈敏度損失小于1 dB，并且比前面顯示的SFDR限制示例要好得多。

無抖動的 ADC

帶抖動的 ADC

在結(jié)束話題之前，關(guān)于抖動的兩個要點。首先，在多載波接收器中，不能預(yù)期所有通道都是相關(guān)的。如果這是真的，那么多個信號通常會作為接收器通道的自抖動。雖然有時確實如此，但有時當(dāng)信號強度較弱時，需要添加額外的抖動來填充。

其次，僅模擬前端貢獻的噪聲不足以使ADC抖動。從上面的例子中，添加了32.5 dBm的抖動，以產(chǎn)生SFDR的最佳改善。相比之下，模擬前端僅提供–68 dBm的噪聲功率，遠未達到提供最佳性能所需的功率。

三階截點

除轉(zhuǎn)換器SFDR外，RF部分還有助于接收器的雜散性能。這些雜散不受抖動等技術(shù)的影響，必須加以解決以防止接收器性能中斷。三階交調(diào)截點是一個重要的度量，因為接收鏈內(nèi)的信號電平通過接收器設(shè)計而增加。

為了了解寬帶RF組件的性能要求，我們將回顧GSM規(guī)范，這可能是最苛刻的接收器應(yīng)用。

GSM 接收器必須能夠恢復(fù)功率電平在 -13 dBm 和 -104 dBm 之間的信號。還假設(shè)ADC的滿量程為0 dBm，通過接收器濾波器和混頻器的損耗為12 dB。此外，由于要同時處理多個信號，因此不應(yīng)使用AGC。這將降低RF靈敏度并導(dǎo)致較弱的信號被丟棄。根據(jù)這些信息，RF/IF增益計算為25 dB（0=-13-6-6+x）。

三階輸入交調(diào)截點注意事項

所需的25 dB增益如圖所示分布。盡管一個完整的系統(tǒng)將具有其他組件，但這將有助于此討論。由此，當(dāng)滿量程GSM信號為-13 dBm時，ADC輸入將為0 dBm。但是，對于-104 dBm的最小GSM信號，ADC上的信號將為-91 dBm。從這一點來看，上面的討論可用于確定ADC在噪聲性能和雜散性能方面的適用性。

現(xiàn)在有了這些信號和所需的系統(tǒng)增益，現(xiàn)在可以檢查由-13 dBm滿量程信號驅(qū)動的放大器和混頻器規(guī)格。求解信號滿量程方面的三階積：

假設(shè)整體雜散性能必須大于100 dB，求解前端放大器的公式表明，三階輸入放大器的IIP>+37 dBm。在混頻器上，信號電平增加了10 dB，新的信號電平為-3 dBm。但是，由于混頻器在其輸出端指定，因此該電平至少降低6 dB至–9 dBm。因此，對于混頻器，OIP>+41 dBm。由于混頻器在其輸出端指定。在最終增益級，信號將衰減至-9 dBm（與混頻器輸出相同）。對于IF放大器，IIP>+41 dBm。如果滿足這些規(guī)格，則性能應(yīng)等于

模數(shù)轉(zhuǎn)換器時鐘抖動

對良好的無線電性能至關(guān)重要的一個動態(tài)規(guī)格是ADC時鐘抖動。雖然低抖動對于出色的基帶性能很重要，但在采樣較高頻率的信號（高壓擺率）時，例如欠采樣應(yīng)用中，其影響會放大。不良抖動規(guī)格的總體影響是隨著輸入頻率的增加，SNR會降低。術(shù)語孔徑抖動和孔徑不確定性經(jīng)常在文本中互換。在此應(yīng)用程序中，它們具有相同的含義?？讖讲淮_定度是編碼過程中樣本間的變化?？讖讲淮_定性有三個殘余效應(yīng)，第一個是系統(tǒng)噪聲的增加，第二個是采樣信號本身實際相位的不確定性，第三個是碼間干擾。中頻采樣時，需要小于1 pS的孔徑不確定度，以實現(xiàn)所需的噪聲性能。在相位精度和碼間干擾方面，孔徑不確定性的影響很小。在1 pS rms的最壞情況下，IF為250 MHz時，相位不確定度或誤差為0.09度rms。即使對于GSM等苛刻的規(guī)范，這也是完全可以接受的。因此，本分析的重點將放在孔徑不確定性引起的整體噪聲貢獻上。

在正弦波中，最大壓擺率在過零處。此時，壓擺率由計算在 t=0 時的正弦函數(shù)的一階導(dǎo)數(shù)定義：

在 T=0 時計算，余弦函數(shù)的計算結(jié)果為 1，方程簡化為：

壓擺率的單位是伏特每秒，并產(chǎn)生信號通過輸入信號過零的速度。在采樣系統(tǒng)中，參考時鐘用于對輸入信號進行采樣。如果采樣時鐘具有孔徑不確定性，則會產(chǎn)生誤差電壓。該誤差電壓可以通過將輸入壓擺率乘以“抖動”來確定。

通過分析單位，可以看出這產(chǎn)生了伏特單位。通常，孔徑不確定性以秒均方根表示，因此，誤差電壓將以伏特均方根為單位。對該等式的進一步分析表明，隨著模擬輸入頻率的增加，均方根誤差電壓也與孔徑不確定性成正比。

在IF采樣轉(zhuǎn)換器中，時鐘純度至關(guān)重要。與混頻過程一樣，輸入信號乘以本振，在本例中為采樣時鐘。由于時間乘法是頻域中的卷積，因此采樣時鐘的頻譜與輸入信號的頻譜卷積。由于孔徑不確定性是時鐘上的寬帶噪聲，因此在采樣頻譜中也顯示為寬帶噪聲。由于ADC是一個采樣系統(tǒng)，頻譜是周期性的，并圍繞采樣速率重復(fù)。因此，這種寬帶噪聲會降低ADC的本底噪聲性能。受孔徑不確定性限制的ADC的理論信噪比由以下公式確定。

如果針對201 MHz和.7 pS rms的模擬輸入“抖動”計算此公式，則理論SNR限制為61 dB。應(yīng)該注意的是，這與使用另一個混頻器級時所要求的要求相同。因此，需要非常高的動態(tài)范圍和非常高的模擬輸入頻率的系統(tǒng)也需要非常低的“抖動”編碼源。使用標準TTL/CMOS時鐘振蕩器模塊時，ADC和振蕩器均驗證了0.7 pS rms。使用低噪聲模塊可以實現(xiàn)更好的數(shù)字。

在考慮整體系統(tǒng)性能時，可以使用更廣義的公式。該方程以前一個方程為基礎(chǔ)，但包括熱噪聲和微分非線性的影響。

雖然這是一個簡單的等式，但它提供了對數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)換器預(yù)期噪聲性能的深入了解。

相位噪聲

雖然頻率合成器的相位噪聲與編碼時鐘上的抖動相似，但它對接收器的影響略有不同，但最終，效果非常相似。抖動和相位噪聲之間的主要區(qū)別在于，抖動是一個寬帶問題，在采樣時鐘周圍具有均勻的密度，相位噪聲是局部振蕩器周圍的非均勻分布，通常離音調(diào)越遠越好。與抖動一樣，相位噪聲越少越好。

由于本振與輸入信號混合，LO上的噪聲會影響目標信號?；祛l器的頻域過程是卷積（混頻器的時域過程是乘法）。作為混頻的結(jié)果，來自LO的相位噪聲導(dǎo)致來自相鄰（和有源）通道的能量被集成到所需通道中，從而增加本底噪聲。這稱為倒易混合。為了確定備用通道被全功率信號占用時未使用通道中的噪聲量，提供以下分析。

同樣，由于GSM是一個困難的規(guī)范，這將作為一個示例。在這種情況下，以下等式有效。

其中噪聲是由相位噪聲引起的目標通道中的噪聲，x（f）是以非對數(shù)格式表示的相位噪聲，p（f）是GMSK函數(shù)的頻譜密度函數(shù)。在本例中，假設(shè) GSM 信號功率為 -13 dBm。此外，假設(shè)LO的相位噪聲在整個頻率范圍內(nèi)是恒定的（大多數(shù)情況下，相位噪聲隨著載波偏移而降低）。在這些假設(shè)下，當(dāng)這個方程在通道帶寬上積分時，一個簡單的方程就會消失。由于假設(shè)x（f）是恒定的（PN - 相位噪聲），并且滿量程GSM通道的積分功率為-13 dBm，因此公式簡化為：

因為目標是要求相位噪聲低于熱噪聲。假設(shè)混頻器的噪聲與天線的噪聲相同，則為-121 dBm（天線處的噪聲為200 kHz -P一個= 千兆字節(jié)） 可以使用。因此，LO的相位噪聲必須低于-108 dBm，失調(diào)為200 kHz。

審核編輯：郭婷